：针对目前大电流源常见的输出范围小和精度不高的问题，设计了一种闭环控制的大电流直流信号源，系统具备高精度、高稳定性、可拓展、小体积等特点。基于该系统模块设计的大电流源精度较高、稳定性高，采用24 bit的模数转换器和高达20 bit的最高精度数模转换器，性能优于一般模拟控制方案。系统具有较高的集成度，在实现大电流、大功率输出标准值的情况下，体积控制在3U机箱内。同一机柜可并联使用多个系统实现更高电流输出，功能更强大，应用前景广泛。
在测试测量、计量校准领域中，大电流源是不可或缺的仪器，在科研国防及新能源领域中应用广泛。目前，多数电流源普遍采用压控方式，第一步是要产生控制电压，然后经电压- 电流转换实现电流输出。由于控制电压产生方式、质量，以及电压- 电流转换电路的实现方式的不同，电流源在输出范围和输出精度上有较大的差别。在检测系统、校准设备等应用环境中，电流输出多直接采用电流输出型D/A 转换器产生，这样的形式虽然精度能够达到μA 级别，但由于D/A 转换器的输出电流范围较小，所以这类电流源的输出不会超过几mA，很难保证校准设备测试环节中动辄几百到几千A 的需求。针对以上问题，设计实现了一种数控高稳定性大电流源系统，系统以20 位DAC 产生高精度控制电压信号，采用模拟电路实现电压- 电流转换，采用磁通门传感器、低温漂电阻及24 位ADC 对输出进行采样，利用一整套系统来进行闭环控制，确保输出高精度高稳定性。
MOS 管是电压控制器件，需要用电压控制G 角来实现对管子电流的控制。最常见的是增强型N 沟通MOS 管，使用一个电压来控制G 的电压，导通电压一般在（2 ～ 4）V，若要完全控制，这个值一般要上升到10 V 左右。
时，源极漏极之间隔着P 区，漏结反偏，故无漏极电流，MOS 管不导通；当
时栅极下的p型硅表面发生强反型，形成连通源区和漏区的N 型沟道产生漏极电流ID，MOS 管导通。
对于恒定Vds，Vgs 越大，则沟道中可移动的电子越多，沟道电阻就越小，ID 就越大，当然这个Vgs 大到一定值，电压再大，ID 也不会再有太大的变化了。MOS 管的漏、源、栅极都有寄生电容，分别是Cds、Cgd和Cgs，如图1 所示。
图2中，VTH为开关阈值电压；VGP为米勒平台电压；VCC为驱动电路的电源电压；VDD为MOS 关断时D 和S极施加的电压。
T1 阶段：当驱动开通脉冲加到MOS 管的G 极和S极时，输入电容Ciss 充电直到MOS 管开启为止，开启时有Vgs = Vth，栅极电压达到Vth 前，MOS 管长期处在关断状态，只有很小的电流流过MOS 管，Vds 的电压Vdd 保持不变。
T2 阶段：当Vgs 到达Vth 时，漏极开始流过电流ID，然后Vgs 继续上升，ID 也逐渐上升，Vds 保持VDD 不变，当Vds 到达米勒平台电压Vgp 时，ID 也上升到负载电流最大值ID，VDS 的电压开始从VDD 下降。
T3 阶段：米勒平台器件，ID继续保持ID不变，VDS电压不断降低，米勒平台技术时刻，ID电流仍维持，VDS电压降到一个较低的值。米勒平台的高度受负载电流的影响，负载电流越大，则ID到达此电流的时间就越长，因此导致更高的VGP。
T4 阶段：米勒平台结束后，ID电流仍维持，VGS电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在VDS= ID× Rds，因此通常可以认为米勒平台结束后MOS 管基本上已经导通，为减少开通损耗，一般要尽可能减少米勒平台的时间。
输出部分负责控制电压的产生，经过调理电路，控制大功率MOS 管，进而控制流经MOS 管的电流。回采部分主要实现输出电流信号的采样，大电流信号经过磁通门传感器转换为小电流信号，再经过采样电阻转换为电压信号，计入模数转换器采集，经过数据处理，再控制输出部分，调整输出信号，达到动态调整输出、输出保持高稳定的目的。
无论是模数转换器或数模转换器，想要实现高性能，都需要一个高稳定性的基准电压。LM399 保证5×10-7/℃的极低温漂系数，同时具有20 μVRMS最大噪声，满足系统对基准的要求，其硬件电路图如图4 所示。
LM399 为固定6.95 V 并联基准，不在AD5791 和CS5532 所容许的基准电压范围内，需要配合低温漂电阻和仪用放大器AD8675 调节电压，以达到模数转换器和数模转换器基准范围。
数模转换器（DAC）的精度决定了输出系统的精度和调节能力，本文选择ADI 的AD5791 作为DAC，该DAC 具有20 bit 分辨率，1 μs 建立时间，满足大部分科研项目要求，且支持双极性输出，应用更广泛，其硬件电路如图5 所示。
AD5791 是一款高精度、快速建立、单通道电压输出DAC，分辨率可达10-6，此类DAC 对基准和电源要求比较高，内部无缓冲，所以在硬件设计中加入了外部缓冲电路，保证电压控制型号的稳定和精准。
电流源在输出时，输出信号会随着环境的变化产生波动，为了保持输出的稳定，就要设计电路在输出信号波动的时候能自动调整控制型号，保证输出的稳定性。本设计使用误差放大电路解决这一个问题，硬件设计如图6 所示。
解决波动能够正常的使用数字或模拟两种方式解决，数字电路反应速度严重依赖于硬件处理速度，且电路复杂，模拟电路反应迅速且电路简单，对于本系统环境，使用模拟电路解决更为适合。
误差放大电路的作用是通过比较取样电压，亦称反馈电压与基准电压之间的误差值来产生误差电压，进而调节晶体管的压降，使输出电压维持不变，在基准电压稳定的前提下，误差放大器是影响线性稳压器性能的关键因素。
在UREF和AVO保持不变的情况下，误差电压Ur 的温漂通常为±（5.0 ～ 15）μV/℃，这会导致Ur 成比例的变化，解决办法是使误差放大器的输入晶体尽可能匹配，并使反馈系数β = 1，此外，当电源电压UCC变化时，Ur 也随即改变，利用AVO、电源抑制比（PSRR）和共模抑制比（CMRR）都很高的放大器能减少这种影响。AD8675 具有极低电压噪声、轨到轨输出摆幅和低输入偏置电流的优点，且电源抑制比和共模抑制比都能够达到130 dB 以上，符合系统模块设计要求。
数据采集模块实现了输出信号的采样功能，是保证系统性能主要的模块，其硬件设计电路如图8 所示。
模数转换器采用CS5532，它采用电荷平衡技术，有24 位性能，对科研医疗应用中测量低电平单极或双极信号进行了优化，同时包含超低噪、斩波稳定式测量放大器、数字滤波器和四阶Delta Sigma 调制器，具有非常出色的性能和稳定能力，足以应对本系统模块设计要求。
CS5532 的基准电压同样由LM399 经运放调理得出，与AD5791 使用同一基准源，统一基准性能的同时，这种设计方式能在系统遇到不正常的情况时输出控制和输入采样所遭遇的偏差一致，增强系统的稳定性。
数字控制器采用意法半导体的高性能MCU STM32F407VE，该MCU 具有高达168 MHz 的主频和192 kB内部RAM 空间，包含3 个硬件SPI 模块，用于与模数转换器和数模转换器的通信和控制，同时该MCU 支持DSP 指令，使数据处理的性能大幅度提升，系统反馈速度更快、更及时。
系统上电开始，软件首先进行硬件的初始化工作，并配置系统硬件到安全状态，配置完成后，启动用户界面，等待用户操作。系统在输出状态会先输出一个接近设定值的初始输出值，由于输出的是电流信号，实际输出信号会随着负载的变化而变化，软件不断通过数据采集系统回读输出值，这一些数据经过计算得出调节值。计算选择PID 算法，PID 算法是动态控制过程很常用的算法，经过，算法能够在动态过程中快速、平稳、准确地得到良好的效果。使用算法得出的调节值能够再控制信号输出系统调整输出信号，保证输出信号的稳定性和高精度。
控制电压由AD5791 经过外部缓冲电路输出初始信号，基于AD5791 和LM399 基准电压的性能保证信号的稳定性，LM399 基准电压经过AD8675 运放搭建的调节电路输出10 V 基准电压，AD5791 可输出（0 ～ 10）V的控制电压。AD5791 的零点误差能够最终靠数字输入补偿，不会引起输出误差。
误差放大电路由AD8675 仪用放大器搭建，该运放噪声极低，偏置很小，并可通过AD5791 补偿部分中和，这部分误差不会影响系统指标。
系统输出电流信号高达300 A，无法直接用采样电阻采样，本文使用磁通门传感器技术将输出信号进行1:1 000 变比，转化为小电流信号，磁通门传感器相较于霍尔传感器，精度更高、抗干扰能力更强的优点，系统采用的磁通门传感器精度可达10-6/℃。
采样电阻是采样电路重要的一环，本文采用Vishay公司的VPR221t 系列电阻作为采样电阻，电阻具有2×10-6/℃温漂，且工作时候的温度范围为（-55 ～ 150）℃，具有极高的稳定性。
当电流信号经过采样电阻转化为电压信号之后，进入调理电路，调理到合适的电压范围，就可以使用模数转换器进行数据采集。CS5532 具有24 bit 分辨率，采样误差在10-6 内，保证系统性能。
使用FLUKE 公司的8 位半数字表8508A 和精度为10-6 的电流传感器对系统性能来测试，测试结果如图11 所示。
通过实验验证，高稳定性大电流信号源系统在较大的输出范围下能保证高精度和高稳定性，可以为工作人员设计系统、测试电路提供更多便利，目前已应用在计量校准工作中。
[1] 王少军,彭喜元,刘大同.一种高精度直流电流源设计[C].2009中国仪器仪表与测控技术大会论文集, 哈尔滨,2009-7-23.
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[5] 张丹,李东胜.电压源和电流源在等效变换中的合理匹配分析[J].微型电脑应用,2013(10):15-17.
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